测量 IGBT 传导损耗以最大限度提高效率

前言

绝缘栅双极晶体管的性能和效率可以通过其在导通和关断状态之间转换时的开关损耗以及传导损耗来量化。性能更高的 IGBT 通常在同一半导体封装中同时包含 IGBT 和二极管。IGBT 和二极管都会对总损耗产生影响，需要考虑它们的相互作用。

IGBT 和二极管的导通损耗是由于导通周期内电流流过集电极或导通电压（饱和和阳极电压）造成的。本白皮书将介绍通过在开启和关闭阶段操纵 IGBT 的电压和电流波形来降低开关损耗的最有效方法之一。它还将说明这种方法如何帮助显著减少甚至消除重叠时间内发生的损失。

IGBT 基础知识

IGBT 的构造值得进一步探索，以便为分析奠定基础。几十年前，当 IGBT 首次推出时，它们被开发为一种开关设备，其将栅极处的电压控制 MOSFET 与集电极和发射极处的电流控制双极结型晶体管结合在一起。该设计有效地结合了两种成熟的开关器件的优点，从而创建了一个电压控制的双极器件。图 1 为 IGBT 等效电路，其中栅极为 MOSFET，输出级为 PNP 双极少数载流子器件。此外，图 2 显示了测试电路中的 IGBT，其中标有感兴趣的参数。

控制 VOL 标记下降

IGBT 具有固定的电压降，与其传导的电流不成比例。这与 MOSFET 不同，MOSFET 的电压降可以通过其通道电阻乘以电流来测量。由于 MOSFET 是多数载流子器件，因此它使用由其自身类型的载流子实现的传导通道 - 通常是通过电子传导的 N 沟道功率器件。MOSFET 通过改变沟道的电阻来控制电流的流动，而双极晶体管通过改变注入的载流子来控制电流。

这些效应在设计半导体结和各个区域的掺杂浓度时得到内部优化。具体来说，降低 MOSFET 沟道电阻可增加 PNP 基极电流，进而减少实现 IGBT 两端相同电压降所需的 P 电荷量。这也将减少存储的电荷和尾电流。另外，减少 PNP 基极的厚度有助于产生这些积极的结果。

克服缺点和尾迹

IGBT 是中高电流和高电压应用的首选设备。在硬开关应用和逆变器驱动中，IGBT 可以比类似尺寸封装中的独立 MOSFET 传输更多的电流。这样做的额外好处是减少了输入电容并降低了成本。一般来说，与 MOSFET 相比，IGBT 的传导损耗会更大，这是因为 IGBT 集电极电流的贡献与 MOSFET 漏极电流的平方成正比。

然而，众所周知，IGBT 的开关损耗比 MOSFET 更大。这意味着 IGBT 由于少数载流子双极输出而更适合开关频率较低的应用。具体来说，状态之间的转换不是瞬间发生的。内部 BJT 中存储的电荷会在短暂的“尾部时间”内产生“尾部”电流，直到所有少数载流子都被清除。当优化设备效率时，尾部时间决定了允许的最大开关频率，以使开关损耗保持合理。尾时间和二极管的正向压降之间存在权衡。我们希望减少尾随时间和正向压降，使 IGBT 能够高效工作--更接近常见的 4 kHz 至 20 kHz 范围的高端。

在许多白色家电应用中，所需频率为 20 kHz，主要是因为设备产生的可听噪声无法被人耳察觉。在不需要隔离变压器的电机驱动和硬开关应用中，超出可听范围没有任何优势，因为更高的频率不会提高电机设计的效率。这巩固了 IGBT 作为电机驱动和硬开关应用的最佳选择的地位。

重叠导致开关损耗

芯片设计的稳健性、关断开关损耗以及导通电压损耗是 IGBT 设计中的主要权衡因素。测量并了解 IGBT 正常运行期间电压、电流和损耗波形的相互作用非常重要，这样才能操纵参数，从而最大限度地提高 IGBT 在各种应用中的效率。

在使用 IGBT 作为硬开关的应用中，每次从关闭到打开或从打开到关闭的转换过程中都会有一个确定的功率损耗周期。这是由于当电流流过 IGBT 时，开关集电极发射极连接处会产生电压。图 3 说明了在每次转变时经历的电压、电流和损耗。

将各点的电压波形和电流波形相乘，得到瞬时功率损耗波形。值得注意的是切换过程中功率损耗的脉冲很大。由于每次开关转换的功率损耗是恒定的，而开关转换是恒定的，因此开关功率损耗随开关频率的增加而增加。因此，较低的频率会降低总开关损耗。Bourns® IGBT 采用沟槽栅极场截止 (TGFS) 技术构造。沟槽栅极 (TG) 结构使得器件的 MOSFET 部分具有更高的通道密度。此外，与平面 IGBT 结构相比，TGFS 技术有助于降低导通压降。这有助于减少传导损耗。场截止（FS）层的存在也有助于降低总开关能量。FS 还有助于提高增益并减少少数载流子寿命，从而导致 IGBT 关闭时尾电流的猝灭。与尺寸相似但没有 FS 层的设备相比，这也有助于提高设备的速度。

确定传导损耗

每当 IGBT 或其封装的快速恢复二极管导通并传导电流时，就会产生传导损耗。这种损失被称为功率耗散，是通过将导通电压乘以导通电流得到的。在基于脉冲宽度调制 (PWM) 技术的应用中，必须将占空比作为乘数包含在内，才能得出平均耗散功率。

寻找传导损耗近似值的第一个地方是 IGBT 和续流二极管数据表。IGBT 具有基于温度的额定电压 (V_CE(sat))，将该值乘以应用的预期平均设备电流可得出 IGBT 的近似耗散功率。类似地，续流二极管数据表将具有正向电压降（V_f），可将其乘以预期的平均二极管电流以获得其对总耗散功率的贡献。必须考虑占空比才能获得 PWM 应用的最佳近似值。这些估计往往是保守的，因为当电流小于额定电流 (I_C ) 时，V_CE(sat)实际上会低于数据表值。

当开关频率低于 10 kHz 时，总功率损耗的大部分来自传导损耗。低导通损耗源于负-正-负（NPN）双极功率晶体管特有的导通机制，即集电极电流接近恒定的 V_CE。这与 MOSFET 中的低电阻通道相反，其中电压降是通过将电流乘以电阻来计算的。由于对总功率损耗的贡献微乎其微，IGBT 的阻塞损耗一直被忽视，因此可以通过将 IGBT 关断时的阻塞电压和泄漏电流相乘来计算 IGBT 的阻塞损耗。

由于传导损耗在电机控制应用中占总损耗的主导地位，因此饱和电压和正向压降成为设计中的关键变量。由于电机应用的开关速度特性较低，因此应尽可能降低 V_CE(sat) 。常用的应用是在正向压降和开关速度之间进行权衡，以增强短路能力。

低而慢

那么问题就集中在如何降低 V_CE。答案是采用更强的栅极驱动、更高的电压（V_CC）、更低的工作电流和更低的栅极驱动阻抗。

如上所述，由于器件尾时间，IGBT 的开关速度受到限制。如果器件的 V_CE(sat) 较高，则可以减少拖尾时间。然而，这种权衡可能并不值得。一般来说，载波与 V_CE(sat) 和开关频率之间存在反比关系。载流子越多，开关频率越慢，V_{CE(sat) 越低}。相反，载流子越少，V_CE(sat) 和开关频率就越高。已经开发出几种技术试图优化开关时间和正向电压降，同时提供强大的短路能力。

可视化损失

图 4 说明了整个开关周期内的开关损耗和传导损耗的基本参数。请注意，在 V_GE、I_C 和 V_CE 的 10% 和 90% 水平上，该转变被认为是有效的。当栅极 - 发射极电压 (V_GE) 达到 10% 水平时，开始向开启状态转换。当波形跨越 10% 和 90% 水平时，测量时间延迟。

IGBT 切换到 ON 所需的时间为 t3-t0。从 V_GE 达到 10% 的时间到 I_C 达到 10% 所需的时间的延迟由 t1-t0 给出。上升时间是 I_C 从 10% 上升到 90% 所需的时间，由 t2-t1 给出。

E_on 为开启能量损耗，即从 10%I_C上升（t1）到 90% V_CE 下降（t3-t1）的功率损耗波形下的面积。功率损耗波形是通过将每个时间点的 I_C 和 V_CE 相乘计算得出的，并通过 E_on 和 E_off 下的阴影区域近似表示。E_off 是关断能量，由从 10% V_CE 上升（t6）到 90% I_C 下降（t7）的曲线下面积给出。

为使 IGBT 关断而开始向高电平转换的延迟时间为 t6-t5。观察从 90% V_GE 到 10% I_C 的转变，时间由 t7-t5 给出。I_C 从 90% 下降到 10% 之间的延迟就是下降时间，由 t7-t6 给出。最后，从 I_C 下降到 10%，直到所有电荷消除、电流为零的尾随集电极电流显示了尾随时间。这可以通过 t8 和 t7 之间的差异来衡量。

结论

总之，功率开关器件需要考虑的功率损耗包括：传导损耗、开通开关损耗、关断开关损耗和阻塞损耗。本文提出的计算和波形旨在帮助设计人员了解各种 IGBT 参数及其对功率损耗和整体效率的影响。对于实际操作或特定应用分析，可以使用测试平台来评估 IGBT 的性能并测量通常会遇到的波形。随着 IGBT 技术在效率和稳健性方面的不断成熟，IGBT 的应用范围预计会不断扩大。权衡利弊将保持一致，主要的功率损耗仍将是开关损耗或导通损耗。测量和操纵 IGBT 参数可使设计人员最大限度地发挥器件的效用和应用优势。

附加资源

• 在电气点焊应用中使用分立式 IGBT 实现更高的功率密度和效率应用说明
• 使用 TVS 和 PTVS 二极管进行 IGBT 开关保护的优势应用说明
• 为电机控制指定绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 时的注意事项
• 使用 IGBT 作为不间断电源功能块中的开关
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